開關頻率和 Ll 電感值的計算在圖 15.12 C c） 中，當Ql 導通時，L1 的電壓為飛 ，電感 L1 的電流按斜率 dl.f dt 飛Ill 上升。當 Ql 關斷時 ，L1 的電壓電器元件 ，它的電流 （ 即交流電網輸入電流） 按斜率
降落。假如在Ton 導通期間，電流到達l峰值 ／p ，那么在Ql 再次導通之前，電流必需在T;,ff 關斷期間降低到相同的／p 值，或表示為
式中，飛 是瞬時正弦半波輸入電壓 。當導通時間國定時，關斷時間與凡 有關并按式 C 15.18)改動。因而頻率 隨著正弦半波電壓飛 改動。電感L 的值要設計得相當小 ，但要可以接受請求的輸出功率下的尖峰電流 。關于大電感（ 超越 lmH 的），當電流超越 2A 時還不會飽和 。這種電感不但體積大 ，本錢也很高 。因而有
電壓最小時電流最大 。vnns 和 Inns 分別表示電壓有效值的最小值和電流有效值的最大值 。
式中，弘 是電壓為旦旦 時 60Hz 電網輸入電流的峰值。但是由圖 15.12 C c） 可知，由于一個 開關周期的電流均勻值僅僅是（ 1/2）／肉’ 因而／pkt = 2/pk ’ 或可表示為2.82PI ＝逐個 二 C 15.19)pkt EVrrns這是電壓為 vnns 時，在輸入正弦半波峰值處的開關管電流峰值 。在正弦半波的峰值時辰 導通開關管MOS管跨導主要作用 ，則流過晶體管的電流按一定的斜率上升到飛Ton]pkt 氣一式中，飛＝1.41旦墜 ’ 因而L 為
由式 C 15.19） 可得
如今假定正常狀況下 ，最小和最大的輸入電壓有效值分別為120V、92V 和 138V。當vnns=92V, P., = 80W, E=0.95 時，有(92)2 ×0.95TL I = on = 50T ( 15.21)2 ×80 on如 果 選 擇 幾 為 10陽，則由 式 C 15.21 ） 可 得 L = 500 μH ，而／pkt = 1.41×92×10× 10勺（500×10-6) = 2.59A ，這個峰值電流相對來說比擬適宜。boost 輸出電壓必需大于最大線輸入電壓的峰值 。當 Vans = 138V 時，正強波峰值為 1.41×138 = 195V ，假如 boost 電壓不能高于這個電壓，則由式 (15.18 ） 可知關斷時間將很大 ， 導通時間和頻率就會很小 。關于較高的 boost 電壓，這么大的頻率改動將使開關管在關斷時接受較高的電壓應力且二極管 D5 的反向恢復時間問題會變得很嚴重 。因而，在低網壓 （ 92V ） 時，正弦波峰值是 1.41×92 =129V 。假如輸出升到 245V ，由式 (15.18 ） 可得 ，關斷時間 Toft = Ton n ／（飛 Vin ) =10 ×129/(245一 129) = 11.lμs ，使得開關周期 變為 21.1陽，即頻率為 48kHz 。但是高網壓 VAC = 138V 時，V;0 = 1.41×138 =195V ，當正弦半 波到達峰值時由式 05.18 ） 可得 T.,ff = 1',,n n /(V0 -l乍） 10×195/(245-195) = 39μs 。開關頻率 將；電 1／（丑。＋T0ff ) = 20kHz 。頻率從92V 網壓峰值時的 48撾Iz 到 138V 網壓峰值時的 20kHz 的改動是不允許的。但是，單個正弦半波周期內的開關頻率改動量更大。假定 VAC = 92V ，井且被升壓到245V,
由前面的剖析可知，正強半波到達峰值時的開關頻率為 48kHz 。如今計算正弦半波接近谷點（ 普通在相位為 10。的中央） 時的開關頻率 。在 92V 交流電網的相位 10。處飛＝l.41x 92sin10 =23V ，由式 （ 15.18） 得ξff = Ton ×23/(245 -23) = 0.1凡 ，這時的開關頻率為 1/10.1= 99kHz。這種隨著交流輸入電壓變化開關頻率也隨之變化 ，特別是 120Hz 正弦半波從瞬時高到低 變化時開關頻率也變化的現象 ，會惹起 RFI/EMI 問題，由于它包含很寬的頻譜 。固然如此， MC34261 芯片在整個工業范疇里仍已被普遍承受 。
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