傳統的工頻交流整流電路，因為整流橋后面有一個大的電解電容來穩定輸出電壓，所以使電網的電流波形變成了尖脈沖，濾波電容越大，輸入電流的脈寬就越窄，峰值越高，有效值就越大。這種畸變的電流波形會導致一些問題，比如無功功率增加、電網諧波超標造成干擾等。
功率因數校正電路的目的，就是使電源的輸入電流波形按照輸入電壓的變化成比例的變化。使電源的工作特性就像一個電阻一樣，而不在是容性的。
目前在功率因數校正電路中，最常用的就是由BOOST變換器構成的主電路。而按照輸入電流的連續與否，又分為DCM、CRM、CCM模式。DCM模式，因為控制簡單，但輸入電流不連續，峰值較高，所以常用在小功率場合。CCM模式則相反，輸入電流連續，電流紋波小，適合于大功率場合應用。介于DCM和CCM之間的CRM稱為電流臨界連續模式，這種模式通常采用變頻率的控制方式，采集升壓電感的電流過零信號，當電流過零了，才開通MOS管。這種類型的控制方式，在小功率PFC電路中非常常見。
今天我們主要談適合大功率場合的CCM模式的功率因數校正電路的設計。
要設計一個功率因數校正電路，首先我們要給出我們的一些設計指標，我們按照一個輸出500W左右的APFC電路來舉例：
已知參數：
交流電源的頻率fac——50Hz
最低交流電壓有效值Umin——85Vac
最高交流電壓有效值Umax——265Vac
輸出直流電壓Udc——400VDC
輸出功率Pout——600W
最差狀況下滿載效率η——92%
開關頻率fs——65KHz
輸出電壓紋波峰峰值Voutp-p——10V
那么我們可以進行如下計算：
1，輸出電流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A
2，最大輸入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W
3，輸入電流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A
4，那么輸入電流有效值峰值為Iinrmsmax*1.414=10.85A
5，高頻紋波電流取輸入電流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A
6，那么輸入電感電流最大峰值為：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A
7，那么升壓電感最小值為Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH
8，輸出電容最小值為：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，實際電路中還要考慮hold up時間，所以電容容量可能需要重新按照hold up的時間要求來重新計算。實際的電路中，我用了1320uF，4只330uF的并聯。
有了電感量、有了輸入電流，我們就可以設計升壓電感了！
PFC電路的升壓電感的磁芯，我們可以有多種選擇：磁粉芯、鐵氧體磁芯、開了氣隙的非晶/微晶合金磁芯。這幾種磁芯是各有優缺點，聽我一一道來。
磁粉芯的優點是，μ值低，所以不用額外再開氣隙了。氣隙平均，漏磁小，電磁干擾比較低，不易飽和。缺點是，基本是環形的，繞線比較困難，不過目前市場上也出現了EE型的。另外，μ值隨磁場強度的增加會下降。設計的時候需要反復迭代計算。
鐵氧體磁芯的優點是損耗小，規格多，價格便宜，開了氣隙后，磁導率穩定。缺點是需要開氣隙，另外飽和點比較低，耐直流偏磁能力比較差。
非晶/微晶合金的優點是飽和點高，開氣隙后，磁導率穩定。同樣缺點是需要開氣隙。另外，大都是環狀的。
在此說明一下，環形鐵芯雖然繞線比較困難，沒有E型什么帶骨架的那種容易繞。但是環形鐵芯繞出來的電感分布電容小，對將來處理電磁兼容帶來了很多便利之處。E型的骨架繞線一般都是繞好幾層，那么層間電容比較大，對EMC產生不利影響。另外，開氣隙的鐵芯，在氣隙處，銅損會變大。因為氣隙處的漏磁在銅線上產生渦流損耗。
下面我們就選擇一種環形磁粉芯來作為我們PFC電感的磁芯。我們上面已經計算出了幾個參數：
輸入電流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A
輸入電感電流最大峰值為：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A
升壓電感最小值為Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH
下面繼續計算：
線圈選擇電流密度為5A/平方毫米，那么可以計算出我們需要用的漆包線的線徑為：
2×SQRT(7.67/(5×3.14))=1.4毫米
因為我們這是按照最極限的輸入電壓也就是說按照最大的輸入電流時來計算的。所以電流密度取的裕量比較大。實際按照不同的成本要求，也可以把電流密度取大一些，比如此處取電流密度為8A/平方毫米的話，那么可以得到線徑為：
2×SQRT(7.67/(8×3.14))=1.1毫米
這也是可以接受的。
因為是CCM模式的工作方式，基波是低頻的半正弦波，在此處我們就不考慮趨膚效應了。選用單根的漆包線就可以了。
常用的幾個公式：
LI=NΔBAe
L：電感量，I：電流，N：匝數，ΔB：磁感應強度變化量，Ae：磁芯截面積
L=N×N×Al
Al：電感系數
H=0.4×3.14×N×I/Le
H：磁場強度，Le：磁路長度
繼續。。。。。
計算磁芯大小的方法有幾種，最常用的就是AP法，但實際上，因為磁粉芯的磁導率隨磁場強度變化較大，計算經常需要迭代重復。另外，因為磁環的規格相對比較少。我們就不用AP法計算了。而是直接拿磁芯參數過來計算，幾次就可以得到需要的磁芯了。經驗越豐富，計算就越快了。
適合用來做PFC電感的磁粉芯主要有三類：鐵鎳鉬(MPP)、鐵鎳50(高磁通)、鐵硅鋁(FeSiAl)。其中，鐵鎳鉬粉芯的飽和點大概在B=0.6附近。而后兩者都可以達到1以上。
此處，我們選用某國產的鐵硅鋁粉芯，下面是該粉芯的一些特性曲線圖：
從圖上可以看見，當磁場強度上升的時候，磁導率在下降。那么電感量也就會下降。所以，我們希望電感量在承受直流偏磁時不要跌落的太多，那么設計所選擇的磁場強度就不能太高。我們選用初始磁導率μ0=60的鐵硅鋁粉芯，那么可以從圖中看到，當磁場強度為100Oe時，磁導率還有原來的42%，而當磁場強度為100Oe時，磁感應強度為0.5T，遠未到飽和點。我們就把設計最大磁場強度定為100Oe。
那么根據
L=N×N×Al
H=0.4×3.14×N×I/Le
我們得到的限制條件是：0.4×3.14×SQRT(L/Al)×I/Le100
由于100Oe時，磁導率只有初始值的42%，所以我們要對上式中的Al乘上這個系數。那么帶入相關的參數L=709uH，I=11.94A，我們有：
0.4×3.14×SQRT(709E-6/(0.42×Al))×11.94/Le100，簡化后得到：
0.616/(Le×SQRT(Al))100
注意：上式中，Le的單位是：cm，Al的單位是：H/(N×N)
現在，我們可以把磁芯參數帶入計算了。
選擇一個：
A60-572A，Le=14.3cm，Al=140nH/(N×N)，Ae=2.889平方厘米，帶入后得到：115100
顯然磁芯不合適，再選擇一個更大的：
A60-640，Le=16.4cm，Al=144nH/(N×N)，Ae=3.53平方厘米，計算得到：99100，不等式滿足。磁芯選定。
然后，根據99=0.4×3.14×N×I/Le計算得到N=108圈
有時，選擇不到合適的單個磁芯，可以選擇兩個磁芯疊加起來使用。
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