受限于MOS管的驅動閾值，在許多的應用場景中無法直接使用MCU或者SOC的GPIO電平驅動MOS的導通與關斷，此時需要在MOS的G極處增加一個柵極驅動電路，實現GPIO電平可以驅動MOS。
€1.BJT驅動PMOS
如圖6-1演示了PMOS的自驅效應，當PMOS的G極連接S極時，VGS=0V，PMOS便會自開啟，那么如果在PMOS的G極與GND之間增加一道SW開關，那么就可以實現G極電位在GND和Vin之間切換，那么就可以通過SW來控制PMOS的開啟與關閉。
圖6-1：PMOS的自驅效應
將圖6-1中的SW開關更換為三極管BJT，如 圖6-2 ，那么就是一個典型的BJT驅動高邊PMOS的電路，其中C1，C2，Zener非必要。C1用做加速BJT打開，C2用做BJT快速關斷，Zener用做VGS鉗位，避免瞬時電壓超過MOS的VGSmax耐壓從而損壞MOS。
圖6-2：BJT驅動PMOS電路
R1和R2在一條路徑上可以調節分壓，也即調整G極電位，Q2關斷時，VG=VS，VGS=VG-VS=0V，Q1導通時，VG=Vin×{R2/(R1+R2)}，VS=Vin，那么VGS=Vin×{R2/(R1+R2)}-Vin。當R1很大，R2很小，VGS≈Vin，此時如果VGS接近或超過Q1的GS耐壓值VGSS，會損壞PMOS，那么這時就可以調整R1，R2的比例，將導通時VGS值調整至-VGSS＜VGS＜VGSTHmin。
€2.BJT驅動NMOS
因為NMOS經常用作低邊開關，NMOS的低邊開關很容易驅動，一般都不需要額外增加驅動電路。如圖6-3是帶電荷泵BJT驅動NMOS的高邊開關，但很不常用。如果板級有額外高于Vin的電壓Vdd，則可以去掉Charge Pump，直接使用分立開關控制Vdd和G極的通斷。如果Charge Pump支持en使能，那么就可以去掉去掉G極驅動NMOS，直接使用GPIO控制Charge Pump的en，使能Charge Pump，輸出高電壓，干路MOS導通，不使能Charge Pump，不輸出高電壓，干路NMOS關斷。
圖6-3：帶電荷泵BJT驅動NMOS高邊開關
€3.設計示例
*設計背景：*設計一個高邊負載開關，輸入電壓為24V，輸入電流為5A，使用MCU的GPIO控制導通與關斷，GPIO的電平為3.3V。
*設計分析：*這里如果選用NMOS，則需要有高于24V的電壓施加給柵極，除了板級要么沒有大于24V的電壓，要么增加Charge pump，都不利于簡化設計，降低成本，這里還是選擇低壓功率PMOS。
器件選型：根據VDSS＞24V，IDSS＞5A，Vin=24V，G極施加電平可以自取24V，并且增加BJT驅動電路可以做到可調，所選PMOS的VGSTH和VGSS耐壓可以比較寬泛。對于選用的BJT，MOS的G極電流本就不大，可以選用普通的NPN型小信號BJT，讓其工作在飽和區即可，基極電流Ib可以稍大，此處選用BJT的要求并不多，耐壓＞24V，成本低廉。這里選用LRC的PMOS：LP73027DT3WG，NPN：L2SC4081ST1G，相關參數如圖6-4至 圖6-6 **
圖6-4： LP73027DT3WG最大額定參數
圖6-5：LP73027DT3WG電氣參數
圖6-6：L2SC4081ST1G電氣參數
*設計結果：*如 圖6-7 ，Ctrl輸出3.3V高電平時，BJT導通，R1和R2組成分壓電路，當R1遠大于R2，Vg-Vs≈24V，PMOS導通；Ctrl輸出0V低電平時，BJT關斷，此時Vg-Vs≈0V，PMOS關斷。
圖6-7：設計結果
*功耗分析：*L2SC4081ST1G導通時，LP73027DT3WG也導通，此時電阻R1和R2串接在Vin和GND之間，存在電流消耗，根據P=U²/R，R越大，功耗越小，這也就是R1取值比較大的原因之一。L2SC4081ST1G導通也有電流損耗，雖然建議Ib稍大，但不能過于大，建議取Ib=1mA為通用計算取值。
€4.使用舉例
圖6-8：實例1
如圖6-8所示是VT11驅動VT12，VT11的基極額外使用二極管搭建了一個簡易或門，允許多個信號驅動VT11導通，從而打開VT12。
圖6-9：實例2
如圖6-9所示是VT33驅動VT20，VCC=3.3V，使用的PMOS其VGSth=-3V~-1V，X9H_PWR_ON電平為1.8V，那么1.8-3.3=-1.5V，剛好處于VGSTH之間，存在導通隱患，所以增加一個VT33驅動電路。如果X9H_PWR_ON電平是3.3V，那么就可以直接驅動VT20。
圖6-10：實例3
如圖6-10所示是Q1驅動Q8，C623既可以加速R419固定電位，也可以控制吸納涌入電流。R229為調試跳線0Ω電阻，這里額外注意R548和R420的電阻相互位置，是避免分壓效應的一種排布。
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