三相模塊的母線電壓可以達(dá)到800V，如果DCDC仍然采用傳統(tǒng)的兩電平拓?fù)?，那么DC MOS管必須采用1200V耐壓的MOS管。而目前市場(chǎng)上這樣的MOS管型號(hào)非常少，而且很貴。如果采用三電平拓?fù)?，就可以繼續(xù)采用600V的MOS管了，型號(hào)豐富，成本也低。
三電平PWM控制已經(jīng)得到了成熟應(yīng)用，但是傳統(tǒng)的PWM拓?fù)湔w效率低，所以在三電平的基礎(chǔ)上，又采用了LLC拓?fù)洌撏負(fù)鋸某杀尽⑿实确矫娑嫉玫搅撕芎玫募骖櫋?br />
三電平全橋LLC主電路拓?fù)?/div>
電路說(shuō)明：
1、諧振電感和諧振電容做成兩邊平衡的方式，是因?yàn)轫?xiàng)目組在實(shí)驗(yàn)過(guò)程中發(fā)現(xiàn)如果是單Lr, Cr模式，MOS驅(qū)動(dòng)信號(hào)容易受干擾，拆成兩邊對(duì)稱放置以后，驅(qū)動(dòng)可靠性提高；
三電平全橋LLC電路拓?fù)涫疽鈭D如圖（圖 五?3）所示，有8個(gè)開關(guān)管S1～S8，需要8路驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)完成PFM（調(diào)頻）、PWM（調(diào)寬）控制，S1～S8對(duì)應(yīng)的高精度驅(qū)動(dòng)信號(hào)編號(hào)為PWM1～PWM8。
注：PWM并不單指控制策略采用PWM方式時(shí)的開關(guān)信號(hào)，也包括PFM方式時(shí)的開關(guān)信號(hào)。
三電平LLC電路拓?fù)淇驁D
在此三電平LLC電路控制中，設(shè)計(jì)8路驅(qū)動(dòng)信號(hào)PWM1～PWM8，從（圖 五?4）的發(fā)波時(shí)序圖來(lái)看，這8路驅(qū)動(dòng)有下面的關(guān)系：
1) PWM1和PWM4，PWM2和PWM3，PWM5和PWM8，PWM6和PWM7相位互補(bǔ)（不考慮死區(qū)時(shí)間Td2和提前關(guān)斷時(shí)間Td1）；
2) PWM1比PWM2提前Td1關(guān)斷，PWM4比PWM3提前Td1關(guān)斷，PWM5比PWM6提前Td1關(guān)斷，PWM8比PWM7提前Td1關(guān)斷；
根據(jù)控制策略需要，PWM1～PWM8可以實(shí)現(xiàn)高精度PFM/PWM/PSM（或者同時(shí)實(shí)現(xiàn)其中兩個(gè)狀態(tài)，如PFM+PWM），在三種控制狀態(tài)（PFM/PSM/PWM）下PWM1～PWM8在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的輸出波形如圖（圖 五?4）所示，以高電平（或者為低電平）為有效電平，當(dāng)PWMx（x=1～8）為高時(shí)通過(guò)相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路使得Sx導(dǎo)通，當(dāng)PWMx為低時(shí)通過(guò)相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電路使得Sx斷開。
圖 五 4 高精度驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)序圖
PFM/PSM/PWM三種工作態(tài)下的特性分別為：
1) 在PFM狀態(tài)時(shí)，通過(guò)環(huán)路控制改變開關(guān)頻率f（或者說(shuō)Ts），開關(guān)頻率f在100kHz~250kHz之間調(diào)節(jié)，占空比固定為50%（不考慮死區(qū)時(shí)間Td2和提前關(guān)斷時(shí)間Td1），相移Tps為0；
2) 在PSM狀態(tài)時(shí)，通過(guò)環(huán)路控制改變相移Tps，移相功率角在0～100%之間調(diào)節(jié)， f固定為最高開關(guān)頻率250kHz，占空比固定為50%（不考慮死區(qū)時(shí)間Td2和提前關(guān)斷時(shí)間Td1）；
3) 在PWM狀態(tài)時(shí)，通過(guò)環(huán)路控制改變占空比，占空比在0～50%之間調(diào)節(jié)， f固定為最高開關(guān)頻率250kHz，相移Tps為0。
圖 五 5 PFM模態(tài)下主要工作原理和波形
以常用的PFM為例，來(lái)說(shuō)明電路的主要工作原理和波形，如下圖 五?5：
模態(tài) 1[t0, t1]：在 t0 時(shí)刻，S1、S2、S7、S8同時(shí)開通。諧振網(wǎng)絡(luò)中的原邊電流 ip 流經(jīng)上述開關(guān)管，并以正弦形式上升。同時(shí)因?yàn)樽儔浩鞲边叡惠敵鲭妷恒Q位，故而勵(lì)磁電流 im線性增加。副邊整流二極管中流過(guò)的電流取決于原邊電流 ip 和勵(lì)磁電流 im之差；
模態(tài) 2[t1, t2]：當(dāng)原邊電流 ip 諧振過(guò)峰值并下降到和勵(lì)磁電流 im相等時(shí)，副邊二極管電流就減小為零，整流二極管 DR1 零電流關(guān)斷；
模態(tài) 3[t2, t3]：在 t2 時(shí)刻，S1 和 S8 先于 S2和 S7關(guān)斷。原邊諧振電流 ip開始對(duì) S1和 S8的寄生電容 COSS1 和 COSS8 進(jìn)行充電，同時(shí)對(duì) S3/S4/ S5/S6 的寄生電容 COSS3 /COSS4/COSS5 /COSS6 放電，因此上述開關(guān)管的寄生電容也參與了諧振過(guò)程；
模態(tài) 4[t3, t4]：在 t3 時(shí)刻，COSS1 和 COSS8上的電壓上升到了 Vin/2，鉗位二極管 D1 和 D4導(dǎo)通，從而限制了電壓進(jìn)一步上升。同時(shí) COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6 上的電壓也被鉗位在Vin/2。此時(shí)原邊諧振電流流經(jīng) S2、S7 和 D1、D4 。
模態(tài) 5[t4, t5]：在 t4 時(shí)刻，開關(guān)管 S2 和 S7關(guān)斷。 與模態(tài) 3 相似， 諧振電流 ip 開始對(duì) COSS2和COSS7進(jìn)行充電和對(duì)COSS3+COSS4和 COSS5+ COSS6進(jìn)行放電。所以此階段上述6個(gè)寄生電容也參與了諧振過(guò)程。與此同時(shí) S3/S4 /S5/S6 的寄生體二極管導(dǎo)通，不但提供了電流回路使能量回饋至輸入端，也在變壓器上產(chǎn)生了反向的電壓偏置，使副邊整流二極管 DR2 導(dǎo)通，勵(lì)磁電感 Lm 被輸出電壓鉗位從而脫離諧振網(wǎng)絡(luò)。
在這一階段結(jié)束的 t5 時(shí)刻，COSS2 和 COSS7上的電壓為 Vin/2， COSS3~ COSS6 上的電壓保持在零，諧振電流 ip 流經(jīng) S3~S6 的寄生二極管，從而滿足了 S3~S6 零電壓開啟的條件。此時(shí)如果 S3~S6 的開通信號(hào)來(lái)臨，變流器將進(jìn)入后半個(gè)工作周期。
PSM/PWM工作原理均與PFM類似，只是傳能階段的時(shí)間縮小了，即有效占空比減小，這樣便于在最高頻率受限的情況下，迅速的降低輸出電壓。
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